现假设PWM1和PWM2均设置为高电平有效,下溢中断发生时,赋值CMPR1=0,CMPR1=a。下溢中断子程序结束后返回主程序,计数寄存器T1CNT从0开始计数,由于CMPR1=0,发生比较中断,PWM1从低电平变为高电平。计数寄存器T1CNT继续增加至a时,PWM2从低电平变为高电平。由此,PWM2和PWM1之间的移相角δ为,所以改变移相角度实际上改变CMPR2的赋值a。20MHz对应50ns。选择开关频率为20KHz,对应的定时器T1设为连续增减计数模式,则T1的周期寄存器的值500.比较大移相角为180度,对应的数字延迟量Td为500,可得移相精度180/500=0.36。按照输出信号分可以分为模拟量输出电压传感器和数字量输出电压传感器。常州新能源汽车电压传感器

谐振电感参数确定后即是实物的设计,同上一小节中高频变压器的设计类似,谐振电感的设计也是首先选择磁芯,然后根据气隙的大小计算绕组匝数,根据流通的电流有效值确定线径,***核算窗口的面积。如果上述验证无误即可进行绕制。为了实现移相全桥变换器的超前桥臂和滞后桥臂上开关管的软开关,必须根据直流变换器的开关管死区时间和开关频率来确定全桥变换器的超前桥臂和滞后桥臂上的谐振电容。前面已经讲过,超前桥臂和滞后桥臂上的开关管的零电压开通条件是不同的,所以必须分开计算。上海电压传感器案例通过参考电阻或传感器产生的电压被缓冲,然后给予放大器。

前段整流电路直流输出端并联了大容量储能电容,在上电前,电容器初始电压为零,上电瞬间整流输出端直流电压直接加在储能电容上,电容瞬间相当于短路,形成的瞬时冲击电流可能达到100A以上对电网带来冲击。为了限制上电瞬间大电流的冲击,在整流输出端放置一个固态开关。固态开关由晶闸管和限流电阻并联,其中晶闸管的通断受DSP的控制,在上电瞬间,晶闸管未被驱动导通,充电电流流过限流电阻,给予电容一定的充电时间,当电容两端电压上升后开通晶闸管,相当于将限流电阻短路,由整流电路直接对储能电容充电[29]。这样就限制了上电瞬间充电电流的大小,避免了大电流对电网的冲击。
1)额定电压:根据前面的计算,电网取电输入整流后直流母线峰值电压为373v。一般情况下选用额定电压为直流母线最高电压的两倍的开关管,在此处,前端储能电容兼具滤波稳压作用,功率开关管的电压可以降低,选用额定电压为500v的开关管即可。2)额定电流:补偿电源总功率约为1200w,直流侧母线比较低电压为199v,由此估算通过桥臂上最大电流为6A,考虑到2倍裕量,可以选用额定电流12A的开关管。考虑到补偿电源的容量可能会在后期实验中加以扩充,故而选用开关管时选用额定电压为600v,额定电流为50A的IGBT,具体型号为英飞凌公司的IKW50N60T。电阻分压式由于没有谐振问题,性能优于电容式。

在产生移相脉波时,计时器的计时都有一个固定的时基,计时器以时基为参考点开始计数,当比较寄存器中的值和设定值相等就会产生一个比较中断。由此机理,移相角的改变有两种方法:1)不断改变时基;2)不断更新比较值。DSP比较寄存器处于增减计数模式,一般时基是固定的。由于增减计数模式中每一个周期都会产生一个周期中断和下溢中断,于是我们可以利用这两个中断将设定值重置来实现另外一对PWM波的移相。超前桥臂上一对互补PWM波由比较单元1产生,对应的比较寄存器为T1CMPR,即为比较寄存器1的设定值,计数寄存器为T1CNT。滞后桥臂上一对互补的PWM波由比较单元2产生,对应的比较寄存器为T2CMPR,即为比较寄存器2的设定值,为了保证参考坐标的一致性,比较单元2和比较单元1共用同一个计数寄存器。并感应出相应电动势,该电动势经过电路调整后反馈给补偿线圈进行补偿。上海内阻测试仪电压传感器供应商
该传感器的输入为电压,而输出为开关、模拟电压信号、电流信号或可听信号。常州新能源汽车电压传感器
整个电路的控制**终都归结于对PWM波的控制,对于移相全桥电路来说,**根本的问题也归结于如何产生可以自由控制相位差的PWM脉冲。DSP产生脉冲一般是由事件管理器的PWM口和DSP模块中的数字I/O口实现。由于在移相控制中,四路PWM波要么互补要么有对应一定角度的相位差关系,其中PWM波互补的问题很好解决,但为了方便的控制移相角的大小,须得选用四路有耦合关系的PWM输出口,以减小程序编写的复杂性和避免搭建复杂的外围电路。根据移相全桥的控制策略,四路PWM波须得满足:1)同一桥臂上两波形形成带有死区时间的互补;2)对角桥臂上的驱动波有一个可调的移相角度,移相角的大小与一个固定的参数直接相关以便于实现动态的控制。常州新能源汽车电压传感器
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